En la Figura 1, para reducir el impacto de los cambios uniformes de distancia espacial en la señal de salida en un canal en buen estado, se optimiza el modo del cabezal de lectura. Estos cambios pueden provocar que el cabezal de lectura se mueva a lo largo de una guía mecánica imperfecta. Al moverse hacia arriba y hacia abajo en modo simétrico, la primera cancelación es fija. De igual manera, al garantizar una simetría correcta en el lado izquierdo del patrón, el impacto insensible de la salida se inclina en el eje de coordenadas.
La inclinación de la placa receptora del receptor de onda cuadrada de modo rugoso (Figura 3B) alrededor del eje paralelo al eje de desplazamiento afectará el equilibrio de las partes superior e inferior del transmisor. En consecuencia, afectará el equilibrio de las salidas seno y coseno. Para minimizar este impacto, se utilizó la estrategia mostrada en la Figura 5, donde las barras verticales de los transportadores seno y coseno se reflejaron y relacionaron con la línea central, por lo que se utilizaron dos barras verticales consecutivas como compensación.
3. Un período de tiempo y sus implicaciones
Durante un cierto período, un sistema óptico no es adecuado para generar patrones repetitivos con precisión. Esto se debe a que la precisión del patrón de onda sinusoidal generado está limitada, al menos según el nivel de escala de grises no lineal del medio de imagen. En principio, la generación de ondas sinusoidales en dos niveles y la aproximación de modulación del ancho de pulso pueden evitar esta limitación, pero el modo de imagen se convertirá en una carga importante para dilucidar y responder a la uniformidad. Diferentes restricciones limitarán la duración del período del patrón de onda sinusoidal generado por difracción.
El dominio electrostático está limitado por diferentes reglas y puede generarse prácticamente en cualquier ciclo. En un condensador de placas paralelas, el campo eléctrico está unificado. Además del dispositivo de borde que se convierte en su borde, este se reduce debido a la disminución de la relación con el tamaño de la placa. Por lo tanto, un condensador de placas paralelas puede no incluir componentes que se vuelvan más pequeños que las placas individuales, y el modo en el campo eléctrico tiene una longitud limitada en lugar de simplemente acortar el ciclo.
Un codificador óptico difractivo proporcionará una onda sinusoidal que, en teoría, podría insertarse infinitamente. Sin embargo, en la práctica, las siguientes desventajas limitan la profundidad de inserción:
Desplazamiento de CC,
Desajuste de amplitud,
Sobretono de aleaciones,
Esto indica que la salida de las ondas seno y coseno puede generar un error que se repite una vez por ciclo (ciclo eléctrico); sin embargo, la discrepancia de amplitud generará un error que se repite dos veces por ciclo. No obstante, debido a estos errores, la distorsión armónica se puede compensar en cierta medida, y el flujo de la señal seno-coseno se genera en dos fotodiodos y termómetros separados, que pueden mantenerse dentro de un rango de temperatura limitado. Por otro lado, debido al corto período de funcionamiento del codificador óptico, este aún proporciona una precisión y resolución importantes, y la incompletitud mencionada se indica únicamente como un error de subpartición.
Los codificadores lineales eléctricos difieren de los ópticos en algunos aspectos. La principal diferencia reside en la longitud del período, que es de órdenes de magnitud (fes millers frente a fes micrómetros). Para lograr una resolución comparable a la de los codificadores ópticos, se requiere un factor de interpolación (profundidad de cuantificación) mucho mayor, y las salidas sinusoidales del codificador eléctrico deben ser significativamente más precisas. Afortunadamente, los factores involucrados lo hacen posible, como se indica a continuación:
La calidad de las placas transmisoras y receptoras depende de un proceso de producción fotográfica inherentemente preciso,
El efecto de borde juega un papel positivo al reducir la distorsión armónica en el espacio de alta atenuación en el dominio de la onda sinusoidal.
El tamaño del área interactiva entre el cabezal de lectura y la escala es flexible. La longitud del cabezal de lectura se puede maximizar, según la aplicación, dividiendo varios ciclos equitativamente y mejorando la precisión.
Antes de la demodulación, la señal de salida se simula y comparte una placa receptora y un canal de procesamiento comunes, por lo que están más cerca de ser ideales en términos de polarización de CC, adaptación de amplitud, distorsión armónica y relación señal-ruido, y también son estables a una determinada temperatura.
Las orientaciones prácticas a largo plazo y las frecuencias de señal bajas relacionadas son:
No es necesario indexar la posición, y aun disponiendo de un tope mecánico con buena adaptabilidad, el recorrido controlado en la versión incremental es suficiente para identificar el periodo de terminación que se puede determinar a partir de su posición absoluta,
Reducir errores dinámicos y cambios de fase parásitos,
Reducir la frecuencia de muestreo cuando no haya errores en el bucle de alta velocidad,
Reduce la interferencia PWM sensible adyacente y ocupa una región espectral separada.
Básicamente, no hay ningún conflicto entre la autopista y la resolución, como se muestra a continuación.
La precisión requiere aumentar el tiempo de respuesta de un buen canal en una escala a partir de un canal aproximado; es decir, a mayor escala, menor tiempo de respuesta de un buen canal. Para reducir este requisito, se minimizarán los cambios que se muestran esquemáticamente en la Figura 6 mediante varios ciclos de patrones aproximados a lo largo de la escala. Para evitar lecturas inciertas, se modulan linealmente sus amplitudes y se calculan las posiciones que dependen del número de patrones aproximados de seno-coseno, utilizándose para identificar los ciclos de estos patrones. Sin embargo, la importancia de los vectores también depende de la diferencia entre el cabezal de lectura y la escala, lo que puede generar errores graves. Este error se compensa porque la importancia de un buen vector de canal se mantiene durante todo el período de operación para un intervalo específico. Por lo tanto, para corregir la señal en modo aproximado, se puede medir el intervalo.
Figura 6 y XNUMX Modulación de amplitud del modo rugoso
4. Relación señal-ruido
El modelo de ruido del codificador eléctrico lineal se muestra en la Figura 7, donde Cf = 10 pF es la capacitancia de retroalimentación del amplificador de costes, Cs es la capacitancia de la placa receptora y Cp es su capacitancia parásita a la capa de tierra subyacente. En un cabezal de lectura de 25 x 60 mm, la placa receptora de canal con buena onda sinusoidal mide 7 cm². La distancia optimizada entre la placa receptora y la transmisora es de 4 milímetros, durante los cuales se considerará 1 milímetro según la longitud del período, lo que resulta en C = 5 pF. La placa oculta es una capa interna en una placa de circuito impreso, con una constante de aislamiento de 4.5 y una distancia de 0.5 milímetros que suele separar la resina epoxi de vidrio, lo que resulta en Cp = 45 pF.
Figura 7 El modelo de ruido del codificador eléctrico lineal
La principal fuente de ruido se encuentra en las etapas iniciales del amplificador de costo. La adquisición de voltaje de un amplificador de costo ideal es C/Cf, derivada de la relación entre la capacitancia y la capacitancia de retroalimentación, suponiendo una resistencia de retroalimentación infinita. En la práctica, se utiliza una resistencia de 10 MΩ y su valor efectivo se incrementa al proporcionar su voltaje de salida (no mostrado) a través de un divisor de voltaje de resistencia, lo que hace que su impacto en la respuesta en frecuencia sea insignificante.
La densidad de ruido del voltaje de salida del amplificador total se puede obtener en [2], [3].
4 kT/Rf (en la Figura 7) es el ruido de Johnson de la resistencia de realimentación, donde k = 1.38 x 10⁻⁻ y T = 300 o. El valor total para Rf = 10 MO es 1.6 x 10⁻⁻ [A₂/Hz]. En la Figura 2, hay una etapa de entrada FET que típicamente tiene un orden de 10⁻⁻ [A₂/Hz], lo cual es insignificante en comparación con el ruido térmico; operar a una frecuencia de 10 kHz resultará en una densidad de ruido de salida de 4 x 10⁻⁻ [V₂/Hz].
Para un amplificador y un condensador superior con una fuente de ruido de tensión de en = 10 nV/√ Hz, la densidad de ruido de la segunda fuente será de 3.6 x 10-15 [V²/Hz]. Se desea que la densidad de ruido de salida total de 10 kHz sea de 8 x 10-15 [V²/Hz].
Si la frecuencia de corte del filtro paso bajo en la Figura 2 (que también corresponde al ancho de banda de la señal de salida del codificador) es f0, la señal de modulación de amplitud emitida por el amplificador de coste ocupará un rango de frecuencia de fc ± f0. El ruido aleatorio dentro del rango de frecuencia de 2f0 pasará a banda base durante la demodulación síncrona, y se establecerá la resolución límite del sensor. El ancho de banda de ruido para f0 = 1 kHz será de 2 kHz, y la salida de ruido RMS antes del amplificador será de 4 μV.
Si la onda portadora es cuadrada, también deberíamos añadir la contribución del ruido en el intervalo entre las frecuencias armónicas tercera y quinta. Sin embargo, debido a la reducción y menor contribución del ruido térmico, el ruido añadido en los respectivos beneficios del demodulador síncrono (1/3 y 1/5, según los coeficientes de Fourier) es insignificante.
El voltaje de la señal de salida del amplificador de coste es Vs Cs/Cf, y para un voltaje de excitación pico a pico Vs = 5 V, será de 2.5 V. El valor máximo de la señal (corrección de onda completa) del módem será de 1.25 V, y su relación de ruido a RMS será de 3 x 10 5.
Como es bien sabido, el ruido aleatorio gaussiano superará 3.3 veces su valor RMS, y el tiempo RMS es de tan solo el 0.1 %. De hecho, nunca puede superar 4 veces su valor RMS. Lo mismo ocurre con las señales aleatorias dinámicas, que se consideran con seguridad como 3/4 x 10-57 x 104⁻¹, lo que equivale a 16 bits.
4. Interfaz eléctrica, procesamiento de señales, resolución, velocidad.
El codificador lineal consume 5 mA y su alimentación principal de CC es de +5 V. Este valor de corriente inusualmente bajo se debe a la carga de los condensadores de escala baja, la baja frecuencia de excitación (10 kHz) y los circuitos de procesamiento CMOS.
Las señales de salida de seno y coseno suelen tener una tensión pico a pico de 2 V, y cada señal será diferente, mientras que el ruido de modo común se reduce a un par complementario. Tras digitalizar las señales diferenciales, se convierten en señales digitales. El algoritmo de conversión se basa en una tabla de consulta de tangentes. Esto se basa en que todas las formas de onda sinusoidales contienen 8 reflexiones o transformaciones repetidas del mismo patrón. Esto se puede mostrar en la representación binaria del ángulo como 3 bits adicionales (el primer bit representa 180°) para el ángulo calculado de salida. Un convertidor A/D de n bits proporciona n-2 bits de utilidad (excluyendo los bits de bandera y LSB). Se desea obtener la resolución de los ángulos binarios, por lo que son n+1 bits. Todos los algoritmos de conversión se pueden basar en [4].
De acuerdo a lo anterior, se combina una escala de 4 milímetros por ciclo con un convertidor A/D de 12 bits, lo que proporcionará una resolución de 4/213 mm o 0.5 μ M, sin embargo, un convertidor A/D de 14 bits proporcionará una resolución de 0.1 μ M.
La velocidad máxima del cabezal de lectura de un filtro con una frecuencia de corte de 1 kHz y un paso de 4 mm es de 4 m/s, independientemente de la resolución especificada. Como es bien sabido, aumentar la actividad del voltaje aumenta la relación señal-ruido y permite un mayor número de protocolos, mientras que mejorar la frecuencia de excitación y la frecuencia de corte del filtro permite velocidades prácticamente infinitas.
5. Construcción y precisión
La escala y la capa inferior del cabezal de lectura se fabrican con tecnología de circuitos impresos estándar. El grosor de la escala varía entre 0.2 y 0.5 milímetros, mientras que los primeros pasos estándar eran de 1, 24 u 8 milímetros. El ancho de escala estándar también es de 25 o 10 milímetros. El cabezal de lectura correspondiente, que incluye todos los electrones de procesamiento con una longitud de 6 milímetros, es un segmento de 60 y 40 milímetros, respectivamente.
La tecnología actual permite una longitud inicial mínima molesta de aproximadamente 0.5 milímetros y una precisión de algunos micras en los modelos fabricados con la nueva tecnología de imagen directa por láser (LDI). Sin embargo, la precisión general del codificador se ve afectada por varios otros factores:
El promedio de muchos ciclos,
El debilitamiento de los armónicos superiores en el modo crea adornos en el sitio,
El grado de cambios mecánicos en los circuitos impresos sigue de cerca la representación de las placas de cobre.
La precisión de la medición suele ser de 10 μM o mejor, dependiendo de la longitud de la regla.
6. Tolerancia ambiental
Los productos de codificadores lineales eléctricos destacan por su estabilidad frente a diversos factores, como la temperatura, la humedad, la contaminación, la vibración mecánica y las interferencias eléctricas. Esto se debe a varios factores:
Cabezal de lectura de gran tamaño y área interactiva a escala.
Estructura geométrica simétrica del modo receptor,
Señal de banda estrecha de salida,
La temperatura en el circuito de procesamiento varía, al igual que la distancia entre ellos, lo que afecta de forma similar a las señales seno y coseno, pero no a su relación. Por lo tanto, el funcionamiento del codificador es básicamente independiente de la temperatura. El único efecto de la temperatura que no se autocompensa es la expansión vertical de la escala. Sin embargo, es posible encontrar una expansión adecuada para la capa base a una escala de 0.2 milímetros de espesor, considerando su coeficiente de expansión térmica, para todos los fines de uso. Esta es una situación ideal en muchas aplicaciones, ya que garantiza una expansión diferencial cero y la relación con otros elementos de la máquina. En la aplicación, se debe minimizar la expansión térmica y la escala debe alcanzar una base estable.
El codificador lineal eléctrico se ve significativamente inafectado por la deposición de partículas de polvo, ya que se distribuye uniformemente en una amplia área interactiva. El impacto del polvo y los sedimentos de supermercados supera con creces el aumento del entrehierro.
El codificador lineal eléctrico es inherentemente inmune a los campos magnéticos. Dado que la zona donde se asiste a la placa receptora está protegida eléctricamente, también está marcada en los elementos de escala.
7. Cabezal de lectura inalámbrico y otros codificadores eléctricos
Se está desarrollando otra versión del codificador lineal eléctrico, con dos escalas opuestas, una que actúa como transportador y la otra como receptor. Al moverse sobre una escala fija, se generan señales aproximadas y precisas, y se generan los cabezales de lectura de las placas aisladas.
Además de los codificadores lineales, se aplican nuevas posiciones eléctricas de tecnología sensible a los codificadores corruptos, aprovechando propiedades inusuales similares. La Figura 8 muestra las diferentes versiones obtenidas. La versión digital se digitaliza para obtener y procesar la adquisición de la salida analógica, con el fin de proporcionar el formato de salida requerido.
Figura 8 y XNUMX Una versión del sensor de posición eléctrico
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